リレーのコイルの両端にフライバックダイオードを取り付けることは一般的に行われています。実際、メーカーは、よく、ダイオードをリレーソケットに組み込んだり、場合によってはリレーパッケージ自体に組み込んだりしています。これがほぼ万国共通に行われていることは、そのソリューションが実用的で信頼性が高いものであることの証拠です。しかし、この事実にもかかわらず、フライバックダイオードは理想的なソリューションではありません。リレーの開放速度に関しては、もっと良くできます。
この記事では、フライバックダイオードの限界を探り、アクティブクランプMOSFETを使った高速誘導放電回路を紹介します。これは、インダクタの磁界を素早く消滅させ、それに対応した物理的な接触速度を上げることで、より高速なリレー開放を実現します。これにより、リレー接点の開放に伴うアーク放電を低減し、産業用制御システムの寿命と性能を向上させる可能性があります。.
この記事は個別コンポーネントを使用した理論と実践的な学習に焦点を当てていますが、統合ソリューションにも利用できます。そのような例の1つであり、この記事のインスピレーションとなったものは、Maximの産業用速度スイッチ MAX14912 です。このコンポーネントの採用により、プログラマブルロジックコントローラ（PLC）のメーカーが一般的なフライバックダイオードを使用しないようアドバイスする未来が来るかもしれません。
本題に入る前に、以下にリストされているサポート記事を読んで、必要な背景を理解することをお勧めします。これらは、リレーの開閉の性質、および誘導L/R時定数との関係に関する前提条件の情報を示しています。
レビュー
前回の記事では、電気機械式リレーの開閉に伴う時間遅延の性質について探りました。これらの記事で示唆されているように、リレーの動作はコイルのインダクタンスに関連する時定数によって支配されます。リレーを作動させるには、磁界を確立する必要があります。同様に、リレーを非アクティブにするには、磁界を消滅させる必要があります。応答は次の方程式によって決まります。
\tau = \dfrac{L}{R}
ここで、Lはコイルのインダクタンスであり、Rはコイルの固有抵抗と外部抵抗の両方を含みます。
リレーのL/R時定数に関係して暗黙の電圧依存性があります。次のことに注意してください。
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V_{Applied} = V_{Relay} + (I_{Relay} \ x\ R_{External})
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V_{Flyback} \approx I_{Relay} \ x \ R_{External}
例えば、500Ωのコイルを持つ24V DCシステム用に設計されたリレーを考えてみましょう。L/2Rシステムを想定すると、回路は500Ωの外部抵抗を含み、48V DC電源を必要とします。追加された500Ωの外部抵抗は、磁界の拡大速度を約2倍にし、リレーのクローズ速度を大幅に増加させます。
リレーの非アクティブ化についても同様の状況が存在します。ここでは、フライバックダイオードと直列に抵抗が追加されるため、磁界の消滅が速くなり、それに対応してリレーの開放速度が速くなります。
前回の記事では残念な結果に終わったことにご注意ください。選択した産業用リレーでは、誘導時定数は理論と一致しています。しかし、接点が動く見かけの速度は変わりませんでした。フライトタイム（SPDT接点の状態が変化する時間）とバウンス時間は基本的に一定でした。しかし、この記事で概説する実験では事情が異なります。MOSFETアクティブクランプ回路を使用して、リレーの磁界を速く消滅させ、接点動作の高速化を実証します。
アクティブMOSFETクランプ
テスト回路を図1に、対応する回路図を図2に示します。一見すると、この回路は過剰に設計されているように見えるかもしれません。結局のところ、リレーを作動させるためには、ドレインにリレーを接続したローサイドMOSFETを使用することができたかもしれません。とはいえ、回路を解析してみましょう。
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Arduino Nano Everyは駆動回路に光学的に結合されています。これにより、安全性が確保されます。これは、高電圧スパイクのある回路をブレッドボードに実装する場合に特に当てはまります。光学的絶縁によりグランドも絶縁され、Arduinoと駆動用PCが実験から分離されました。
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トランジスタQ1とQ2はレベルシフタとして機能します。これらのトランジスタは、設置基準のコマンド信号を24V DCレールよりずっと上のレベルに持っていきます。これは、ハイサイドMOSFETのゲートを24V DCレールより約10V DC高い電圧に駆動する必要があるため必要なことです。
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チャージポンプは、トランジスタQ2を介してMOSFETゲートに電圧を供給します。
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リレー自体はMOSFET Q3によって駆動されます。
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右側の回路により、リレーのノーマリオープン（N.O.）接点とノーマリクローズ（N.C.）接点を監視することができます。
今説明したのは平凡なシステムです。複雑ですが、A→B→C→Dと一連する起動は、Arduinoからリレーコイルに至るまで続いています。目的は、フライバックダイオードがないことに気づけば明らかです。このシステムにはダイオードは不要なので間違いではありません。
図1： デモ回路の写真。左からチャージポンプ、レベルシフタ、アクティブクランプ付きMOSFET
図2： アクティブクランプ付きハイサイドMOSFETドライバを搭載したリレードライバ回路図
技術的なヒント： 多くのMOSFETには、アクティブMOSFETチャンネルと同等の電流処理能力を持つボディダイオードが含まれています。NチャンネルMOSFETの場合、このダイオードはアノードがソースに、カソードがMOSFETのドレインに「上向き」に接続されています。
フライバックダイオードの機能はMOSFETのボディダイオードによって実行されるため、フライバックダイオードは必要ないと結論付けたくなるかもしれません。極性が間違いになるので、そのようにはなりません。実際、このシステムではMOSFETのボディダイオードが順方向にバイアスされることはありません。
おそらく、リレーのローサイドドライバについてはご存じだろうと思います。リレーがオフになると、正の電圧スパイクの発生が予想されます。ハイサイドドライバの場合はそうではありません。代わりに、MOSFETのソースからグランドまでを測定すると、フライバック電圧は負のスパイクとして見られます。この負のスパイクを視覚化することは、MOSFETクランプの動作を理解するために不可欠です。
Q2がオフになったと仮定しましょう。回路解析の観点からは、R8の左側はすべて取り除かれます。リレーコイルにはエネルギーがあり、MOSFETのソース電圧は接地に対して急速にマイナスに向かいます。これはダイオードD3とD6により構成されるアクティブクランプが作動するまで続きます。ツェナーダイオードD6が活性化すると、100V DC付近で導通します。
この時点でMOSFETのゲートは動きを停止します。MOSFETは、 V_{GS} が再びプラスになると導通を開始します。実際、 V_{DS} の電圧を一定に保つフィードバックループをまさに形成したところです。この例では、MOSFETにかかる電圧はツェナーダイオードの電圧にほぼ等しくなります。
この分析から、L/R時定数を下げるために、抵抗と共にフライバックダイオードがもはや必要ないことがわかります。その代わりに、MOSFETが3つのコンポーネントすべての機能を果たします。すなわち、リレードライバ、可変抵抗器、リレーのフライバック電圧をクランプするフライバックダイオードの役割を果たします。
この回路はリレーの非アクティブ化の改善に関係していることに注意してください。リレー固有のL/R時定数によって完全に支配される起動速度の改善には役に立ちません。
結果
図3に示す結果は、以前の記事で紹介したものと同じ基本的なセットアップを使用しています。3つのパネルがあります。
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上：オレンジ色のトレース（CH 1）は、MOSFET Q2のソースで測定されたリレー起動電圧です。青いトレース（CH 2）は、R10シャント抵抗の両端で測定されたリレー電流です。
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中央：青色のトレース（CH 2）は、リレーのN.C.接点で測定された電圧です。このN.C.接点はクローズに戻りつつあります。
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下：青色のトレース（CH 2）は、リレーのN.O.接点で測定された電圧です。リレーを非通電にしていることを思い出してください。N.O.接点はオープンに戻りつつあります。
図3： コイルの電流、ノーマリクローズ接点、ノーマリオープン接点を含むリレーを非活性化する時の波形
図3のデータに基づいて、次のことが分かります。
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N.O.接点がトグルしたら、アーマチュアの動きは2msで初めて観測されます。
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1.9msから2.8msまで0.9msのフライトタイムがあります。このフライトタイムにおいては、N.O.接点もN.C.接点も回路に接続されていません。
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N.C.接点との最初の接触は2.8msで発生します。
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接点は2.8msから10msまで7.2msの間バウンドします。
これは、過去に行われたすべての実験の記録の中でも最高の結果です。1.9msで最初に観測された動きは、0.9msのフライトタイムと同様に非常に良い結果です。しかし、バウンド時間は大幅に増加しています。これは以前のテストで観測された時間のほぼ2倍です。
このようにリレーのセットに要する時間が長くなることは一般的には望ましくありませんが、これは良い結果です。これは、接点が速度を上げて動いていることを実際に示しています。以前の記事で述べたバスケットボールの例えのように、運動エネルギーが増大したボールは、より長い時間にわたってより高くバウンドします。この例の接点にも当てはまるように思えます。
結果の解釈
このシリーズの記事で何度も述べたように、コイルのL/R時定数がリレーの作動時間と非作動時間の支配的な要素です。MOSFETアクティブクランプの動作をよりよく理解するために、リレーをHammond 30 Hインダクタに置き換えました。 結果を図4に示します。
図4： MOSFETアクティブクランプが大型インダクタを消磁する様子を示すグラフで、MOSFETの抵抗値が時間的に変化することを示しています。
技術的なヒント： 図4のように、電圧波形にはリンギングが表示されています。これは、誘導性要素と容量性要素の両方を含む回路では典型的な現象です。リンギング反応している成分には、リレーコイルのインダクタンス、固有の電線間キャパシタンス、およびC1/R11スナバに蓄積されたエネルギーが含まれます。
クランプ動作は、オレンジ色（CH 1）のトレースに示されています。MOSFETのソース・グランド間電圧が約78V DCに保持されていることが分かります。24V DCレールを含めると、MOSFETの V_{GS} は約100V DCになります。インダクタの電流は青色（CH 2）のトレースで示されています。
このトレースは、私たちが直感的に予想したものとは異なります。RCまたはRL回路に関連する指数関数曲線に従っていません。その理由は、この回路では抵抗が一定ではないからです。むしろ、時間が進むにつれて抵抗が増加していることがわかります。時定数の式を考えてみると、τは固定抵抗の場合よりもアクティブクランプの方が速く減少することがわかります.
\tau = \dfrac{L}{R_{increasing}}
したがって、リレーの磁界のエネルギーはMOSFETに伝達され、熱として拡散されます。図4に記載されている計算された抵抗値は、各時点でのMOSFETのアクティブ V_{DS} 抵抗を表しています。例えば、赤線の計算は以下のようになります。
R_{MOSFET} = \dfrac{V_{DS}}{I} = \dfrac{24 - (-78)}{0.035} = 2.9\ k\Omega
繰り返しになりますが、時定数を短くするためには抵抗値を大きくすることが望ましいことに注意してください。しかし、これはリレーのドライバの設計最大電圧とのバランスを取る必要があります。図2の回路図において、最も大きなストレスを受けている部品はPNPトランジスタのQ2です。このトランジスタの V_{CE} は115V DC近くになり、トランジスタの設計最大電圧である150V DCに近づいています。
結論
この記事で紹介された回路は最適化されたものではありません。どちらかというと、入手しやすい部品を使って素早く組み立てたものです。しかし、私は、この回路が回路自体の目的を果たすと共に、あなた自身の回路を作るための出発点を提供したと確信しています。これは、実験を続けながら作っていける回路です。改良すべき最初の回路要素は、チャージポンプです。電流を追加し、より強固なレベルシフタを使用すれば、MOSFETに低インピーダンス駆動を提供できるでしょう。
この記事の冒頭で述べたように、この機能をエレガントなパッケージで実装するドライバIC群があります。これには、本記事では取り上げていない電流制限回路やMOSFET発熱検出回路も含まれます。その一例が MAX14912 で、このようなドライバを小型の56ピンQFNパッケージで8個提供しています。この部品は、多くの産業用制御システムで一般的な24V DCレールでの動作用に設計されています。
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ご健闘をお祈りします。
APDahlen